ouuan’s blog
  • 站内搜索
  • RSS 订阅

DDPP 第三章学习笔记

创建于修改于访问量147标签ddpp标签学习笔记

DDPP5 第三章 “Switching Algebra and Combinational Logic” 的学习笔记。

本章的主要内容为逻辑代数、逻辑代数在电路中的使用及化简、timing hazard。

Switching Algebra

这一节基本上就是离散数学 (1) 开头两章的内容，术语和记号有很多不同，幸好忘的差不多了，不然都要搞混了。

记号

  • AND：X ⋅ YX\ \cdot\ Y
  • OR：X+YX + Y
  • NOT：X′X'
  • AND 的优先级高于 OR

（yysy 我还是更喜欢 ∨,∧\lor, \land，⋅\cdot 也还行，++ 真的有点难以接受。）（它们明明是对偶的怎么搞得像个环一样。）（主要还是下面这些定理用加号看起来真的好怪。）（异或不是还号称二进制加法吗。）

公理

(A1)X≠1  ⟹  X=0(A1D)X≠0  ⟹  X=1(A2)X=0  ⟹  X′=1(A2D)X=1  ⟹  X′=0(A3)0 ⋅ 0=0(A3D)1+1=1(A4)1 ⋅ 1=1(A4D)0+0=0(A5)0 ⋅ 1=1 ⋅ 0=0(A5D)1+0=0+1=1\begin{array}{rl} \text{(A1)} & X \ne 1 \implies X = 0 \\ \text{(A1D)} & X \ne 0 \implies X = 1 \\\\ \text{(A2)} & X = 0 \implies X' = 1 \\ \text{(A2D)} & X = 1 \implies X' = 0 \\\\ \text{(A3)} & 0 \ \cdot\ 0 = 0 \\ \text{(A3D)} & 1 + 1 = 1 \\\\ \text{(A4)} & 1 \ \cdot\ 1 = 1 \\ \text{(A4D)} & 0 + 0 = 0 \\\\ \text{(A5)} & 0 \ \cdot\ 1 = 1 \ \cdot\ 0 = 0 \\ \text{(A5D)} & 1 + 0 = 0 + 1 = 1 \end{array}

定理

中文名来自《数理逻辑与集合论（第二版）》2.2 节“等值公式”。

(T1)X+0=X(T1D)X ⋅ 1=XIdentities（同一律）(T2)X+1=1(T2D)X ⋅ 0=0Null elements（零律）(T3)X+X=X(T3D)X ⋅ X=XIdempotency（幂等律） (T4)(X′)′=XInvolution（双重否定律）(T5)X+X′=1(T5D)X ⋅ X′=0Complements（补余律）(T6)X+Y=Y+X(T6D)X ⋅ Y=Y ⋅ XCommutativity（交换律）(T7)(X+Y)+Z=X+(Y+Z)(T7D)(X ⋅ Y) ⋅ Z=X ⋅ (Y ⋅ Z)Associativity（结合律）(T8)X ⋅ (Y+Z)=  X ⋅ Y  +  X ⋅ Z  (T8D)X+  Y ⋅ Z  =(X+Y) ⋅ (X+Z)Distributivity（分配律）(T9)X+  X ⋅ Y  =X(T9D)X ⋅ (X+Y)=XCovering（吸收律）(T10)  X ⋅ Y  +  X ⋅ Y′  =X(T10D)(X+Y) ⋅ (X+Y′)=XCombining(T11)X⋅Y+X′⋅Z+Y⋅Z= X⋅Y+X′⋅Z(T11D)(X+Y)⋅(X′+Z)⋅(Y+Z)= (X+Y)⋅(X′+Z)Consensus(T12)X+X+⋯+X=X(T12D)X ⋅ X ⋅ ⋯ ⋅ X=XGeneralized idempotency(T13)(X  ⋅ X  ⋅ ⋯ ⋅ X)′=  X′+X′+⋯+X′(T13D)(X+X+⋯+X)′=  X′⋅ X′⋅ ⋯ ⋅ X′DeMorgan’s theorem（摩根律） (T14)[F(X1,X2,…,Xn,+, ⋅ )]′= F(X1′,X2′,…,Xn′, ⋅ ,+)GeneralizedDeMorgan’s theorem\begin{array}{ll} \begin{array}{rl} \enspace\text{(T1)} & X + 0 = X \\ \enspace\text{(T1D)} & X \ \cdot\ 1 = X \end{array} & \text{Identities（同一律）} \\\\ \begin{array}{rl} \enspace\text{(T2)} & X + 1 = 1 \\ \enspace\text{(T2D)} & X \ \cdot\ 0 = 0 \end{array} & \text{Null elements（零律）} \\\\ \begin{array}{rl} \enspace\text{(T3)} & X + X = X \\ \enspace\text{(T3D)} & X \ \cdot\ X = X \end{array} & \text{Idempotency（幂等律）} \\\\ \begin{array}{rl} \quad\ \text{(T4)} & (X')' = X \end{array} & \text{Involution（双重否定律）} \\\\ \begin{array}{rl} \enspace\text{(T5)} & X + X' = 1 \\ \enspace\text{(T5D)} & X \ \cdot\ X' = 0 \end{array} & \text{Complements（补余律）} \\\\ \begin{array}{rl} \enspace\text{(T6)} & X + Y = Y + X \\ \enspace\text{(T6D)} & X \ \cdot\ Y = Y \ \cdot\ X \end{array} & \text{Commutativity（交换律）} \\\\ \begin{array}{rl} \enspace\text{(T7)} & (X + Y) + Z = X + (Y + Z) \\ \enspace\text{(T7D)} & (X \ \cdot\ Y) \ \cdot\ Z = X \ \cdot\ (Y \ \cdot\ Z) \end{array} & \text{Associativity（结合律）} \\\\ \begin{array}{rl} \enspace\text{(T8)} & X \ \cdot\ (Y + Z) = \,\: X \ \cdot\ Y \,\: + \,\: X \ \cdot\ Z \,\: \\ \enspace\text{(T8D)} & X + \,\: Y \ \cdot\ Z \,\: = (X + Y) \ \cdot\ (X + Z) \end{array} & \text{Distributivity（分配律）} \\\\ \begin{array}{rl} \enspace\text{(T9)} & X + \,\: X \ \cdot\ Y \,\: = X \\ \enspace\text{(T9D)} & X \ \cdot\ (X + Y) = X \end{array} & \text{Covering（吸收律）} \\\\ \begin{array}{rl} \text{(T10)} & \,\: X \ \cdot\ Y \,\: + \,\: X \ \cdot\ Y' \,\: = X \\ \text{(T10D)} & (X + Y) \ \cdot\ (X + Y') = X \end{array} & \text{Combining} \\\\ \begin{array}{rl} \text{(T11)} & \begin{aligned} & X \cdot Y + X' \cdot Z + Y \cdot Z \\[-0.2em] =\ & X \cdot Y + X' \cdot Z \end{aligned} \\ \text{(T11D)} & \begin{aligned} & (X + Y) \cdot (X' + Z) \cdot (Y + Z) \\[-0.2em] =\ & (X + Y) \cdot (X' + Z) \end{aligned} \end{array} & \text{Consensus} \\\\ \begin{array}{rl} \text{(T12)} & X + X + \cdots + X = X \\ \text{(T12D)} & X \ \cdot\ X \ \cdot\ \cdots\ \cdot\ X = X \end{array} & \text{Generalized idempotency} \\\\ \begin{array}{rl} \text{(T13)} & \begin{aligned} & (X \ \ \cdot\ X \ \ \cdot\ \cdots\ \cdot\ X)' \\[-0.2em] = & \,\: X' + X' + \cdots + X' \end{aligned} \\ \text{(T13D)} & \begin{aligned} & (X + X + \cdots + X)' \\[-0.2em] = & \,\: X' \cdot\ X' \cdot\ \cdots \ \cdot\ X' \end{aligned} \end{array} & \begin{array}{c} \text{DeMorgan’s theorem} \\ \text{（摩根律）} \end{array} \\\\ \begin{array}{rl} \enspace\ \text{(T14)} & \begin{aligned} & [F(X_1, X_2, \ldots, X_n, +, \ \cdot\ )]' \\[-0.2em] =&\ F(X_1', X_2', \ldots, X_n', \ \cdot\ , +) \end{aligned} \end{array} & \begin{array}{c} \text{Generalized} \\ \text{DeMorgan’s theorem} \end{array} \end{array}
Shannon’s expansion theorems(T15)F(X1,X2,…,Xn)= X1 ⋅ F(1,X2,…,Xn)+X1′ ⋅ F(0,X2,…,Xn)(T15D)F(X1,X2,…,Xn)=[X1+F(1,X2,…,Xn)]⋅[X1′+F(0,X2,…,Xn)]\begin{array}{rl} & \text{Shannon’s expansion theorems} \\[0.3em] \text{(T15)} & F(X_1, X_2, \ldots, X_n) = \ X_1 \ \cdot\ F(1, X_2, \ldots, X_n) + X_1' \ \cdot\ F(0, X_2, \ldots, X_n) \\ \text{(T15D)} & F(X_1, X_2, \ldots, X_n) = [X_1 + F(1, X_2, \ldots, X_n)] \cdot [X_1' + F(0, X_2, \ldots, X_n)] \end{array}

（草，对齐好累，我为什么要浪费这个时间。）

Duality

将一个等式中所有的 00 换成 11、11 换成 00、++ 换成 ⋅\cdot、⋅\cdot 换成 ++，等式依然成立。

上面的定理中带 “D” 的都是上一条的对偶。

Standard Representations of Logic Functions

这里需要翻出来我离散 (1) 写的 真值表生成器（其实可以去加上 ++ 和 ⋅\cdot 作为 alias，但如果要加 ′' 的话会很麻烦所以干脆不加了吧（

logic function 有若干精确的标准表示方法：

  • 真值表
  • canonical sum: 主析取范式，极小项 (minterm) 的和
  • 使用 ∑\sum 表示的 minterm list
  • canonical product: 主合取范式，极大项 (maxterm) 的和
  • 使用 ∏\prod 表示的 maxterm list
  • Verilog case 语句

这里用 ∏\prod 表示 maxterm list 的下标比离散 (1) 讲的舒服多了：minterm 的 index 就是哪组变量取值下表达式值为 1，maxterm 的 index 就是哪组变量取值下表达式为 0，所以两种范式的下标刚好是补集。例如，有 X,Y,ZX, Y, Z 三个变量，X′⋅Y⋅Z′X' \cdot Y \cdot Z' 的下标是 22，X′+Y+Z′X' + Y + Z' 的下标是 55；∑X,Y,Z(1,2,6)=X′⋅Y′⋅Z+X′⋅Y⋅Z′+X⋅Y⋅Z′=∏X,Y,Z(0,3,4,5,7)\sum_{X,Y,Z}(1,2,6) = X' \cdot Y' \cdot Z + X' \cdot Y \cdot Z' + X \cdot Y \cdot Z' = \prod_{X,Y,Z}(0,3,4,5,7)。

Verilog 的 case 语句大概是这个样子：（虽然还完全没学 Verilog，但我感觉 Shiki 自带的 system-verilog 高亮看起来就比 verilog 正确许多，以后可能也用 system-verilog 的高亮了）

case ({X,Y,Z})
  1,2,6:    F = 1;
  default:  F = 0;
endcase

Combinational-Circuit Analysis

这一节就是说给你一个电路图怎么搞出它的 logic function。其实没啥好说的，就（按拓扑序）一个一个 gate 递推就行，可以用真值表也可以用逻辑表达式。

有一个小 trick：DeMorgan’s theorem 在电路图中表现为，将 inversion bubble 换到另一侧（输入 / 输出），并且改变 gate 的类型（AND / OR），这样的话，如果两个 inversion bubble 在一条 wire 上就可以消掉。

Combinational-Circuit Synthesis

在 digital design 中，“Synthesis” 有若干种含义（例如从 HDL 到 FPGA），而在这一节只是指从 formal description 到 gate-level circuit。

Circuit Descriptions and Designs

自然语言描述 → 逻辑表达式 / 真值表（canonical sum / product） → 电路

很多时候写出逻辑表达式会比列出真值表简单一些，但在面对较为复杂的逻辑关系时，列出真值表可以强制设计师考虑到每种情况，从而避免漏掉 corner case。

一个输出是某个逻辑表达式的电路被称作 realize 了这个表达式，是这个表达式的 realization 或者 implementation。

Circuit Manipulations

在多数电路技术（包括 CMOS）中，NAND / NOR 比 AND / OR 效率更高，所以一般会修改电路来尽量使用 inverting gate 而非 noninverting gate：

  • 在 wire 上移动 inversion bubble（从上一个输出移到下一个输入）
  • 在 wire 的两侧同时加上 inversion bubble（或者 NOT gate）
  • 消除同一根 wire 上的两个 inversion bubble
  • 将 inversion bubble 换到另一侧（输入 / 输出），并且改变 gate 的类型（AND / OR）

Combinational-Circuit Minimization

一般情况下，逻辑表达式的化简主要用的是定理 T10（Combining），就是在 sum of products 中找到仅有一项相反的两个 product 将它们合并，最终得到的也是一个 sum of products，实现为 2-level（first-level 计算 product，second-level 计算 sum）的电路。

product of sums 电路是对偶的，就不重复了，下文也是一样。

Karnaugh Maps

如 DDPP5 Figure 3-23 所示：

2-variable, 3-variable, and 4-variable Karnaugh maps

在 Karnaugh map 中，每一个表示一个 minterm，相邻（包括跨过边界到另一侧的相邻）的格子仅有一位相反，所以边长为 1 / 2 / 4 的矩形可以合并。

选出若干矩形，恰好覆盖所有输出为 1 的格子，就可以化简逻辑表达式。

如果一个矩形覆盖的全是 1，并且是极大的（在其对应的 product 中减少任何一个输入都会使其覆盖到 0），就称作一个 prime implicant。最简的逻辑表达式是若干 prime implicant 的 sum。

有的函数的 Karnaugh map 非常分散（例如 parity function），没有连成一块的 1，就需要多级而非 2-level 的电路来进行化简。

在 FPGA 中，输入数量较少的电路都是通过 lookup table (LUT) 而非 gate-level circuit 来实现，只需真值表就可以。但复杂的电路需要由多个 LUT 组合起来，此时逻辑表达式的化简依然有用。

Timing Hazards

真实的电路中会有 delay，而上面研究的都是 combinational logic circuit 的 steady-state behavior，没有考虑到 transient behavior。

因为 delay 的存在，可能会发生这样的情况：输入发生了改变，稳态下的输出不变，但在一瞬间内输出发生了变化（产生了一个 short pulse）。这样的 pulse 被称作 glitch。

如果一个电路有产生 glitch 的可能性，则称这个电路存在 hazard。实际物理电路的 delay 大小等因素难以控制，所以这里只是考虑产生 glitch 的可能性，而非实际是否有 glitch 产生（有点类似于并发编程中要保证所有可能的执行顺序下都不出错）。

Static Hazards

static-1 hazard：稳态输出是 1，改变某一个输入后稳态输出还是 1，但这一个输入改变时可能会短暂地输出 0。static-0 hazard 是类似的。

书上给了个例子，但这个其实很好理解，就是电路的一个输入作为多个 gate 的输入，而这些 gate 的输出变化得有快有慢。

Finding Static Hazards Using Maps

正常的 sum of products 电路中不会有 static-0 hazard，可能有 static-1 hazard。

可以用 Karnaugh map 来找到 hazard：如果两个相邻的 1 没有被同一个 gate 覆盖，从其中一个变为另一个时就可能产生 glitch。（因为极端情况下可能所有覆盖原来那一格的 gate 先全部变为 0，覆盖后来那一格的 gate 才变为 1。）

消除 hazard 就是用冗余的 gate 来覆盖这样的相邻的 1，类似于定理 T11（Consensus）。

Dynamic Hazards

如果变化一个输入时可能产生不止一次 glitch，就称作 dynamic hazard。

一个正常的 2-level sum of products / product of sums 电路中不会有 dynamic hazard。

Designing Hazard-Free Circuits

在多数电路中（尤其是 synchronous digital system 中），hazard 不会造成什么影响。但在某些电路（asynchronous sequential circuits）中，需要避免 hazard 的存在。

在一般的电路中消除 hazard 是复杂的，而在 sum of products 中，可以用 Karnaugh map 或者取遍所有 prime implicant（称作 complete sum）来消除 hazard。